您真的能通过运算放大器实现ppm精度吗？

工业和医疗设计提高了产品的精度和速度。模拟集成电路行业作为一个整体可以跟上发展速度的要求，但在精度要求上存在一些不足。许多系统都在争夺1 ppm精度，尤其是今天，1 ppm线性模数转换器越来越普遍。本文将介绍运算放大器的精度限制以及如何选择几个精度为1 ppm的运算放大器。此外，我们还将针对现有运算放大器的局限性介绍一些应用改进。

精确度与数值有关:系统特性和绝对真实值之间的差异。精度是以数字形式表示的数值深度。在本文中，我们将使用精度一词，它包括系统测量的所有限制，如噪声、失调、增益误差和非线性。许多运算放大器的某些误差约为ppm，但没有一个运算放大器的所有误差约为ppm。例如，斩波放大器可以提供失调电压、DC线性度和ppm级的低频噪声，但其输入偏置电流和频率线性度存在问题。双极性放大器具有低宽带噪声和良好的线性度，但其输入电流仍可能导致内部电路误差(对于内部电路，我们将使用“应用”一词)。MOS放大器具有优良的偏置电流，但通常存在低频噪声和线性度的缺陷。

在本文中，我们将在转换函数中使用近似等于1 ppm的非线性来表示谐波失真的–120 DBc失真。

非ppm放大器类型

让我们看看不是高度线性的放大器类型。线性度最低的类型称为视频或线路驱动放大器。这些是DC精度较差的宽带放大器:失调电压高达几毫伏，偏置电流范围为1安至50安，1/f噪声性能通常较差。理想的DC精度在0.3%至0.1%之间，但交流失真可以在-55 dBc至-90 dBc之间(线性度:2000 ppm至30 ppm)。

下一类是传统的经典运算放大器设计，如OP-07，它可能具有高增益、CMRR、PSRR和良好的失调电压和噪声性能，但其失真不能优于-100 dBc，尤其是在1kω或更大的负载下。

此外，还有一些新的或旧的廉价放大器，当负载超过10kω时，其失真不能超过-100 dBc。

此外，还有音频放大器型运算放大器。它们非常便宜，失真性能可能非常好。然而，它们的设计不合适，不能提供良好的失调电压和1/f噪声性能。此外，它们的失真在超过10千赫后可能不会变好。

一些运算放大器设计为支持MHz信号的线性度。它们通常为双极性，具有大输入偏置电流和1/f噪声。在这一应用领域，运算放大器更追求–80 DBc至–100 DBc的性能，实现ppm性能是不现实的。

无论带宽和压摆率有多宽，电流反馈放大器都无法支持深度线性甚至中等精度。它们的输入级有许多误差源，增益、输入和电源抑制性能不高。电流反馈放大器还具有热漂移效应，这将大大延长正常建立时间。

然后，我们有了现代通用放大器。它们通常具有1 mV的失调和1/f微伏级噪声。支持–100 DBc失真，但在高负载下通常是不可能的。

运算放大器的误差源

图1显示了添加交流和DC误差源的简化运算放大器框图。该拓扑是一个具有输入跨导(gm)的单极放大器，驱动输出缓冲单元的增益节点。虽然有许多运算放大器拓扑，但所示的误差源适用于所有这些拓扑。

图1。简化运算放大器和误差源

输入噪声

一些输入噪声电压VNOISE包含宽带和1/f频谱成分。如果噪声的幅度与系统的最小二乘相似或超过系统的最小二乘，则无法精确测量信号。例如，如果宽带噪声为6 nV/√Hz，系统带宽为100千赫，输入端的均方根噪声将达到1.9伏。我们可以使用滤波器来降低噪声:例如，将带宽降至1千赫可以将噪声降至约0.19伏均方根或1伏峰峰值。频域中的低通滤波可以降低噪声幅度，就像模数转换器输出随时间平均一样。

然而，由于速度较慢，1/f噪声实际上无法过滤或均匀化。1/f噪声通常由0.1赫兹至10赫兹频谱范围内产生的峰峰值电压噪声表示。大多数运算放大器的低频噪声介于1 V峰峰值和6 v峰峰值之间，因此不适用于要求高DC精度的ppm电平，尤其是在提供增益的情况下。

图2显示了出色的高精度放大器(LT1468)的电流和电压噪声。

2.输入电压和电流噪声

在图1的输入端，还存在innoise+和innoise-。它们包含宽带和1/f频谱成分。INOISE乘以等效电阻将产生更多输入电压噪声。一般而言，非反相和反相端的两个电流噪声互不相关，并且不会随着两端的输入电阻值相等而抵消，但在均方根模式下会增加。innoise乘以输入等效电阻产生的噪声电压通常超过1/f区域的VNOISE。

输入共模抑制和偏置误差

下一个错误来源是

。这反映在CMRR指数参数中，其中失调电压随相对于两个供电轨的输入电平而变化(即所谓的共模电压VCM)。所用符号表示箭头方向上的电源相互影响，其分隔线表示电源是可变的，但可能是非线性的。CMRR对信号的主要影响是使线性部分与增益误差无法区分。非线性部分将被扭曲。图3显示了LT6018的CMRR。在CMRR曲线偏离过载之前，增加的线与该曲线的极点相交。这条线的斜率为CMRR = 133分贝。对于范围内每30伏的差异，CMRR曲线和理想线之间的偏差仅为0.5伏左右，表明ppm以下的输入非常成功。其他放大器可能具有更大的曲率。

3.LT6018输入失调电压与VCM的关系

偏移电压(VOS)将包括在CMRR这里。斩波放大器的输入失调电压小于10伏，与2伏p-p至10伏p-p的典型输入信号相比，误差接近ppm。即使如此，最佳模数转换器的失调电压通常也高达100伏。因此，10伏的失调电压不会给运算放大器本身带来太大负担。无论如何，系统会自动归零。与输入信号的共模电平相关的是ICMRR，即输入偏置电流及其随电源的变化。断线表示偏置电流随电压变化，可能不是线性变化。有四个ICMRR，因为两个输入端具有独立的偏置电流和电平相关性，并且每个输入端随两个电源而变化。ICMRR乘以所加电阻的电阻将增加电路的总失调电压。图4显示了LT1468和VCM(ICMR规范)的偏置电流。增加的线所示的斜率约为8 nA/V，即8 v/v，外加1kμω电阻或低ppm误差。在1kμω应用环境中，与直线的偏差约为15 nA，导致26 V范围内的15 V误差或0.6 ppm的非线性。

4.LT1468输入偏置电流与VCM的关系

输入级失真

图1示出了输入级，其通常由一对差分晶体管设计为跨导电路。图5的顶部显示了各种差分放大器类型的集电极或漏电流和差分输入电压。我们模拟了一个简单的双极性对、一个交叉线性电路(我们称之为“智能双极性”)、一个低阈值(即非常大的)MOS差分对、一个具有发射极电阻的双极性对(在图5中退化)，以及一个超过亚阈值区域并进入平方律机制的小MOS对。模拟尾电流为100 μA的所有差分放大器

在显示图5底部所示的跨导和VIN之前，没有太多清楚的信息。跨导(gm)是输出电流相对于输入电压的导数，使用LTspice模拟器产生。语法包含d()，在数学上相当于d()/d(VINP)。gmis的非平坦性是运算放大器在频率上的基本失真机制。

对于DC，运算放大器的开环电压增益约为gm(R1||R2)，但前提是输出缓冲增益约为1。R1和R2代表信号路径中各种晶体管的输出阻抗，每个电阻都连接到供电轨或其他单元。这是运算放大器增益限制的基础。R1和R2不能保证是线性的；它们可能导致空负载失真或非线性。除了线性度之外，我们还需要100万以上的增益才能实现ppm级的增益精度。

看看标准的双极晶体管曲线，我们可以看到它在这一组中具有最高的跨导，但是跨导将随着输入从零伏变化而迅速衰减。这令人担忧，因为线性度的基本要求是恒定增益或gm。另一方面，谁会在意放大器的电压增益如此之高，以至于差分输入只能随着输出电压的电压电平增加而增加微伏级？以下是CCOMP。

图5。各种差分放大器的输出电流、跨导和输入电压

CCOMP(CCOMPP和CCOMPM之间的一条平行线)吸收了通用汽车在该频率范围内的大部分输出电流。它设置放大器的增益带宽积(GBW)。GBW可以设置:在频率f下，放大器的开环增益为gbw/f。如果放大器的输出为1 V p-p，在f = GBW/10时，闭环增益为10，则输入之间将有100 mV p-p。也就是说，余额为50毫伏。注意，图5所示的标准双极性曲线在50 mV时损失了大约一半的增益，因此确保了大规模失真。然而，智能双极只损失了13%的增益，亚阈值金属氧化物半导体26%，退化双极12%，平方律金属氧化物半导体15%。

图6显示了输入级的失真和幅度。该信息(乘以噪声增益)将在施加电路输出时显示。输出失真会继续增加，但不会减少。

图6。输入级的总谐波失真和差分输入电压

除智能双极性输入级外，输入级的差分放大器显示失真与输入的平方成正比。在增益一致的应用中，输出失真与输入失真具有相同的效果。这是大多数运算放大器失真的主要来源。

考虑一个具有双极性输入的均匀增益缓冲器。如果输出VOUT峰峰值电压，输入差分信号将为

我们估计

和

其中，GNOISE是应用的噪声增益。

1 ppm非线性相当于–120 DBc谐波失真，比率为0.0001%。假设放大器使用双极性输入级，GBW为15 MHz，作为缓冲器的输出为5 V p-p，该线性度的最大频率仅为548 Hz，如公式2所示。上述假设假设放大器在较低频率下具有最低的线性度。当然，当放大器提供增益时，噪声增益会增加，而-120 dBc的频率会降低。

阈下金属氧化物半导体输入级支持最高866赫兹的-120分贝频率、最高1342赫兹的平方律金属氧化物半导体和最高1500赫兹的简并双极。智能双极的失真不符合预测模式，人们必须根据数据表进行估计。

我们可以使用更简单的公式

其中k可以从运算放大器数据手册的失真曲线中找到。

此外，许多运算放大器使用轨到轨输入级。大多数放大器可以通过两个独立的输入级实现这一功能，即在输入共模范围内，不同输入级之间的转换是可能的。这种转换会导致失调电压、偏置电流、噪声甚至带宽发生变化。此外，开关瞬变将基本上发生在输出期间。如果信号总是通过交叉区域，这些放大器就不能用于低失真应用。然而，它们可以用于相反的应用。

我们还没有讨论过压摆率增强放大器。当差分输入较大时，这些设计不会耗尽电流。不幸的是，小的差分输入仍然会导致gm的变化类似于所讨论的输入幅度，并且低失真仍然需要大的频率环路增益。

由于我们在寻找ppm电平的失真，因此我们不会以任何接近压摆率限值的方式操作放大器，因此非常异常的压摆率不是ppm电平频率线性度的重要参数，只能考虑GBW。

之前，我们讨论了单极性补偿设计模式的开环增益。并非所有运算放大器都以这种方式提供补偿。通常，开环增益可以从数据手册中的曲线中找到，等式中的GBW/(GNOISE × fSIGNAL)是频率的开环增益。

增益节点误差

接下来，让我们看看图1中的R1和R2。这些电阻与输入gm一起提供放大器的开环DC增益:gm × (R1||R2)。示意图中绘制的这些电阻具有可变的非线性删除线。这些电阻的非线性反映了放大器的空负载失真。此外，R1将施加来自正电源的影响，使得DC正电源电压抑制比(PSRR+)大约等于GM * R1。同样，R2对PSRR负有责任。请注意，为什么PSRR的幅度几乎等于开环增益？R1和R2也注入了类似的电力信号；他们将PSRR+和PSRR–设置在频率范围内。

增益适中(< & lt106)可能是非常线性的，但是适度的增益会限制增益精度。

电源端口可能会导致失真。如果输出级驱动大负载，其中一个电源将提供负载电流。在某一频率下，远程电源的远程调制能力可能非常小，以至于运算放大器的旁路电容成为实际的电源。通过旁路电容后，电源电流下降。压降的大小取决于等效串联电阻、等效串联电阻和电抗，它们会造成功率干扰。由于输出为AB类，只有一半的输出电流波形会调制电源，形成稳定的谐波失真。PSRR在频率范围内可以减少电源干扰。例如，如果我们观察到电源干扰为50 mV p-p，并且我们希望PSRR抑制电源输入干扰，使其在输出端低于5 v p-p，则PSRR需要在信号频率下达到80 dB。估计PSRR(f)~雅芳(f)，GBW为15兆赫的放大器在低于1500赫兹的频率下将有足够的PSRR。

输出级失真

图1中的最后一项是输出级，它在这里被视为缓冲器。图7显示了典型的输出级转换功能。

图7。不同负载下输出缓冲器的传递函数

对于不同的负载，我们可以看到四种错误。首先是削波:虽然假设该输出级的标称增益为1，但它并不完全是轨到轨输出级。在这种情况下，即使输出以空加载，每个电源轨也会箝位100 mV。随着负载增加(降低负载电阻)，输出电压将逐渐降低。显然，削波会严重影响失真，必须降低输出摆幅以避免削波。

下一个误差是增益压缩，我们将在转换函数的曲率达到信号极限时看到。随着负载的增加，压缩发生在电压的早期。像削波一样，ppm级失真在这种机制下通常无法实现。这种压缩通常是由输出级很小且难以满足输出要求的电流引起的。最佳解决方案是使放大器提供线性、未压缩的最大输出电流，仅约为输出短路电流的35%。

失真的另一个重要来源是交叉区域约为VIN = 0。空负载时，交叉扭结可能不那么明显。然而，随着负载的增加，我们可以看到绿色曲线的扭结增加。估算交越失真通常需要强电源电流。

最后一种扭曲更难理解。因为有些放大器电路输出正电压和电流，有些输出负信号，所以不能保证它们具有相同的增益，尤其是在负载时。图7显示负信号在负载下的增益降低。

所有这些失真都可以通过环路增益来降低。如果输出级的失真为3%，环路增益需要为30，000，才能达到–120 DBc水平。当然，这发生在GBW/(30，000 × GNOISE)频率以下，这通常是15兆赫放大器的1千赫机制。

一些输出级的失真与频率有关，但许多输出级与频率无关。开环增益抑制输出级的失真，但增益随频率而降低。如果输出失真不随频率变化，增益损耗将产生输出失真，并随频率线性增加。同时，输入失真将导致整体输出失真随频率增加。在这种情况下，整个闭环输出失真可能主要是输入失真，从而掩盖了输出级失真的影响。

另一方面，如果输出级的失真确实随频率线性变化，环路增益的降低将导致除输入失真之外的另一个输出失真，该失真随频率的平方变化，无法与输入失真区分开来。

低功耗运算放大器通常具有较少的输出级和较低的静态电流。输出失真可能主要由这些放大器的输出级引起，而不是输入级。因此，要获得低失真运算放大器，至少需要2毫安的电源电流，这在一定程度上是正确的。

ppm精度规格

在实际电平转换、衰减/增益和有源滤波器电路中，运算放大器需要满足一些基本要求，以支持5 V信号，适合1kω环境，并实现1 ppm线性度，如表1所示。

既然我们已经了解了运算放大器在ppm精度方面的局限性，那么我们如何改进它们呢？

噪声:显然，首先要选择的是一个输入噪声电压不高于外加电阻组合噪声的运算放大器。这可以降低应用电路的总阻抗，从而降低噪声。当然，随着施加的阻抗降低，通过它们的信号电流将增加，并可能导致负载引起的失真增加。在任何情况下，都没有必要使运算放大器级的输出噪声远低于其驱动级的输入噪声。

电流噪声乘以施加的阻抗，产生更多的电压噪声。MOS输入在低电流噪声应用中非常有吸引力，但其1/f电压噪声通常大于双极性输入。双极性输入的电流噪声为pA/√Hz，可能会产生较大的应用噪声，但1/f电流含量产生的应用电压噪声可能会大于放大器的1/f电压噪声。一般而言，应用阻抗应小于放大器的VNOISE/INOISE，以避免IBIAS主导的应用噪声。双极放大器的VNOISE越低，创新越高。

帮助运算放大器实现最佳性能

减少输入误差

除了选择CMRR出色的运算放大器之外，设计人员还可以选择使用运算放大器来构建反相放大器电路，而不是非反相放大器电路。在反相电路中，输入将连接到地或某个参考电压源，这根本不会引起CMRR误差。然而，并非所有应用电路都可以反相，通常负电源不能用于负信号失调。图8示出了应用在非反相和反相电路中的双极Sallen-Key滤波器。

图8。非反相(左)和反相(右)Sallen-Key有源滤波器

如果两个输入都包含施加的电阻，则每个输入端的偏置电流乘以相应的电阻产生的电压误差将在输出端抵消，因此ICMR误差也可以抵消。例如，如果放大器增益设置为10，反馈为900ω，接地电阻为100ω，则在正输入端串联一个90ω(900ω| | 100ω)电阻可以抵消完全相等的输出偏置电流引起的电压误差。大多数双极性运算放大器的偏置电流是适当匹配的，因此通过选择0.1%(而不是普通的1%)电阻可以实现最佳的ICMR抑制。在图4中，补偿电阻与反相输入端串联。应该可以绕过它们。因为额外的输入电阻会导致噪声增加(电流噪声乘以连接的等效电阻)。

反相增益允许我们使用包含轨到轨输入的运算放大器，而无需通过开关点传递信号(假设我们对电源和共模输入电平进行偏置以避免开关电压)。

电源预防措施

输出电流将调节本地电源。电源信号将通过PSRR传输到输入端。受影响的输入产生一个环绕其环路的输出信号。在1千赫频率下，1 μF本地旁路电容的阻抗为159ω，远低于电源和电源本身之间的线路阻抗。因此，本地旁路电容在低于100千赫的频率下几乎不起作用。频率为1千赫时，控制由远程电源控制。在1千赫的频率下，放大器可以实现90分贝的电源抑制比。请注意，运算放大器电源端口的大部分电流包含大量信号谐波，因此我们希望从输出到电源的增益小于30 dB，以实现120 dBc的目标。要获得30分贝的增益，电源阻抗< 30倍负载阻抗。因此，500ω负载要求电源阻抗小于17ω。这是可能的，但不可能在电源和运算放大器之间串联电阻和电感。在10千赫的频率下，要求更严格。PSRR将从90分贝降至70分贝，而电源阻抗必须降至1.7ω。这是可行的，但要求很严格。使用大型本地旁路会有所帮助。

图9。负载和电源电流环路

图10。复合放大器和单放大器失真测试

从布局的角度来看，理解输出电流环路的路径很重要，如图9所示。

图9左侧的曲线图显示正电源电流驱动负载，然后通过地返回负载。接地路径上可能存在压降，因此偶次谐波电源电流的电压会从信号源下降到输出端，并从反馈分压器下降到输出或输入地。然而，这不是另一个地方。图9右侧显示了传输电源电流的更好方法。电源电流从输入和反馈节点流出。

在高于100千赫的较高频率下，来自电源线的磁辐射可能成为失真的来源。电源的偶次谐波电流可以磁耦合到反馈网络的输入端，从而大大增加了频率失真。在这些频率下，谨慎的布局至关重要。一些放大器使用非标准引脚；它们的电源引脚远离输入端，有些甚至在输入端提供额外的输出端口，以避免磁干扰。

减少基于负载的失真

在高负载环境下，许多运算放大器的输出级将成为失真的主要来源。有一些技术可以用来改善负载失真。首先，使用复合放大器，即一个放大器驱动输出，另一个放大器控制输出，如图10所示。

该电路由LTspice仿真设计实现。LTC6240和LT1395的Spice模型文件包含具有失真回放功能的宏模型。大多数宏模型不会试图显示失真，即使它们显示失真，模拟结果也可能不准确。这个工具(LTspice)可以查看宏模型的文本文件，这是真的。这些宏模型的失真模拟效果非常好。

图10的右侧是LTC6240，它提供2的增益和100ω的驱动电阻，这对放大器来说是一个大负载。在图10的左侧是一个复合放大器，在输入端有另一个LTC6240和一个良好的宽带电流反馈放大器(CFA)，作为驱动相同负载的独立放大器。复合放大器的思想是输出运算放大器已经具有中等的低失真，并且该失真可以通过输入放大器在频率范围内的环路增益来进一步减小。对于独立放大器和复合放大器，我们的闭环增益为2，但在复合放大器中，它自己的增益(设置为4至Rf1和Rg1)可以针对LT1395单独设置，以降低控制放大器的输出摆幅。因为由输入引起的失真随着输出幅度的平方而增加，所以可以进一步减小控制运算放大器的失真。

图11显示了10 kHz、4 V峰峰值输出的频谱。

谐波失真的计算方法是从每个谐波电平(分贝)中减去基波电平(频率为10千赫)。如图底部所示，输入信号的失真约为-163 dBc，这足以让人相信模拟效果。V(out2)来自单独的LTC6240，失真为–78 DBC。也不错，但当然没有达到百万分之几的水平。

图11。复合放大器和常规放大器的失真谱

图11显示了顶部复合放大器的失真，–135 DBc，非常出色。我们能相信这样好的结果吗？为了验证，中间部分显示了原理图上节点的变形。如果复合放大器输出端的失真接近于零，但输出放大器本身的失真确实有限，则反馈过程会为其输入端(中间)的输出放大器失真设置一个负值。中间部分的失真为-92 dBc，实际上与LT1395数据手册中的曲线相匹配！我仍然认为，如果物理LTC6240输入CMRR或ICMR曲率反映在宏观模型中，它们也可能增加实际电路失真。

不幸的是，很少有宏观模型包含扭曲。您必须阅读宏模型的标题。cir文件查看它是否受支持。为了了解失真是否与数据手册中的曲线相匹配，需要进行一些模拟。

复合放大器的补偿可能很棘手，但在我们的示例中，第二个放大器的带宽比输入放大器的带宽高10倍以上，只需少量Cf即可提供电路补偿。在这种补偿架构中，如果控制放大器的总增益中包含带宽，则输出放大器的带宽应大于3 ×带宽，总带宽应保守地设置为大约等于带宽/3。

为了避免带宽损失，我们可以使用增强放大器的方法。这样，与复合方案相比，失真改善较少，但带宽和建立时间都保持不变。图12显示了测试示意图。

图12的右侧显示了U2，我们独立的LTC6240。左侧显示了两个LTC6240放大器。U1类似于一个独立的放大器，以2的增益控制输出。U2的增益为3。U2在增强节点的输出电压大于U1的相应电压，因此U2将驱动并向输出端输送电流。RBOOST和U2的增益可配置为允许U2将96%的负载电流传递给R1驱动器，并保持U1轻载，从而改善失真。我们需要确保U2包含足够的余量来进行额外的摇摆。

LTC6240在kω范围内的负载失真主要是输入失真，但对于100ω负载，主要是输出级失真。

图13显示了光谱结果。

同样，独立放大器在10千赫时的失真为-78 dBc。增强型放大器提供的失真为-106 dBc。；不如复合放大器，但比独立放大器高出近30 dBc。然而，增强型放大器的带宽只会略有下降。

图12。增强型放大器和独立放大器的模拟设置

请注意，RBOOST做了一点小小的调整。如果将其更改为52±2ω，增强失真将降低10 dBc，但后续更改将更小，最高可达10ω。U1似乎有一些适度的预期极性。理想(空载)或额外的升压电流将导致失真增加。

优选地，U2和U1具有相同的群延迟，使得增强信号和输出同时发生。U2的增益比U1高50%，因此闭环带宽更小，这意味着增强的输出会延迟频率范围内的主输出。通过U1输入端的电阻，U1的带宽可以降低到与U2相同的水平。这使得U1的噪声增益等于U2，从而实现相同的群延迟。模拟器在10千赫的频率下没有改进。U1提供了最佳的失真而没有延迟均衡。你需要试着理解在更高的频率下是否也是如此。如果放大器是电流反馈型的，U2的带宽可以通过降低Rf1和Rg1提高到U1的水平。

Ppm质量放大器推荐

表2显示了一些推荐放大器的重要规格，其线性度接近ppm。

红色条目旨在提醒读者该参数可能不符合ppm级失真。该系列中最好的产品是AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。

有些放大器需要解决输入问题(在同相放大应用中可能存在问题)，但仍能提供良好的失真:AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。

图13。增强型放大器和常规放大器的失真谱

结论

遗憾的是，商用ppm精密放大器很难找到(如果有的话)。市场上有Ppm线性放大器，但必须注意这些放大器的输入电流，这可能会通过电路中施加的阻抗导致失真。这些阻抗可以降低，但将其驱动到反馈中会有运算放大器输入端失真的风险。在特别低的输入电流和可变环境中使用运算放大器可以通过调整电路中的应用阻抗来优化运算放大器的失真，但这会增加系统噪声。为了实现ppm线性度和噪声，需要仔细选择运算放大器并优化应用电路。

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